串联式感应加热电源课程设计.doc

武汉理工大学《电力电子装置及控制》课程设计
串联式感应加热电源设计
1绪论
感应加热具有加热效率高、速度快、可控性好及易于实现自动化等优点，广泛应用于金属熔炼、透热、热处理和焊接等工业生产过程中，成为冶金、国防、机械加工等部门及铸、锻和船舶、飞机、汽车制造业等不可缺少的技术手段。
1.1 感应加热的工作原理
感应加热原理为产生交变的电流，从而产生交变的磁场，在利用交变磁场来产生涡流达到加热的效果。如图1.1：

图1.1 感应电流图示
当交变电流通入感应圈时，感应圈内就会产生交变磁通F ，使感应圈内的工件受到电磁感应电势e 。设工件的等效匝数为2 N 。则感应电势：
e=-N2d∅dt 公式（1-1）
如果磁通是交变得，设∅=∅m ωt，则
e=-N2d∅dt=-N2∅Mωcosωt 公式（1-2）

有效值为：
E=4.44fN2∅M 公式（1-3）
感应电势E 在工件中产生感应电流使工件内部开始加热，其焦耳热为：
公式（1-4）
式中： I 2 ——感应电流有效值（安），R——工件电阻（欧），t——时间（秒）。
这就是感应加热的原理。感应加热与其它的加热方式，如燃气加热，电阻炉加热等不同，它把电能直接送工件内部变成热能，将工件加热。而其他的加热方式是先加热工件表面，然后把热再传导加热内部。
金属中产生的功率为：
公式（1-5）
感应电势和发热功率不仅与频率和磁场强弱有关，而且与工件的截面大小、截面形状等有关，还与工件本身的导电、导磁特性等有关。
在感应加热设备中存在着三个效应——集肤效应、近邻效应和圆环效应。
透入深度△由下式确定：
公式（1-6）
式中: ρ——工件电阻率（Ω•m ）, μ。——真空磁导率4π×10(H/m). μ——工件磁导率(H/m ), μ——工件相对磁导率， ω——角频率(rad/s )，f——频率(HZ)。
将μ。和π的数值代入，即可得公式:
公式（1-7）
从上式可以看出,当材料电阻率、相对磁导率给定后,透入深度△仅与频率f 平方根成反比,此工件的加热厚度可以方便的通过调节频率来加以控制。频率越高，工件的加热厚度就越薄。这种性质在工业金属热处理方面获得了广泛的应用。
1.2 感应加热电源技术发展现状与趋势
感应电源按频率范围可分为以下等级：500Hz 以下为低频，1-10KHz 为中频；20KHz以上为超音频和高频。感应加热电源的水平与半导体功率器件的发展密切相关，因此当前功率器件在性能上的不断完善，使得感应加热电源的发展趋势呈现出高频率、大容量化、负载匹配、智能化控制这几个特点。
2 感应加热电源及其实现方案研究
2.1 串并联谐振电路的比较
感应加热电源根据补偿形式分为两种，并联谐振式(电流型)电源和串联谐振式(电压型)电源。

图2.1 感应加热电源主电路图
串联谐振式电源采用的逆变器是串联谐振逆变器，其负载为串联谐振负载。通常需电压源供电，在感应加热中，电压源通常由整流器加一个大电容构成。由于电容值较大，可以近似认为逆变器输入端电压固定不变。交替开通和关断逆变器上的可控器件就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电压，其电压幅值取决于逆变器的输入端电压值，频率取决于器件的开关频率。
串联谐振逆变器和并联谐振逆变器的差别，源于它们所用的振荡电路不同，前者是用L、R 和C 串联，后者是L、R 和C 并联；
最后，决定对串联谐振式电源进行研究。

2.2 串联谐振电源工作原理
串联谐振逆变器也称电压型逆变器，其原理图如图2.2 所示。串联谐振型逆变器的输出电压为近似方波，由于电路工作在谐振频率附近，使振荡电路对于基波具有最小阻抗，所以负载电流i 近似正弦波同时，为避免逆变器上、下桥臂间的直通，换流必须遵循先关断后导通的原则，在关断与导通间必须留有足够的死区时间。

图2.2 串联逆变器结构

（a）容性负载 （b）感性负载
图2.3 负载输出波形

当串联谐振逆变器在低端失谐时(容性负载)，它的波形见图2.3(a)。由图可见，工作在容性负载状态时，输出电流的相位超前于电压相位，因此在负载电压仍为正时，电流先过零，上、下桥臂间的换流则从上(下)桥臂的二极管换至下(上)桥臂的MOSFET。由于MOSFET 寄生的反并联二极管具有慢的反向恢复特性，使得在换流时会产生较大的反向恢复电流，而使器件产生较大的开关损耗，而且在二极管反向恢复电流迅速下降至零时，会在与MOSFET 串联的寄生电感中产生大的感生电势，而使MOSFET 受到很高电压尖峰的冲击当串联谐振型逆变器在高端失谐状态时(感性负载)，它的工作波形见图2.3(b)。由图可见，工作在感性负载状态时，输出电流的相位滞后于电压相位，其换流过程是这样进行的，当上(下)桥臂的MOSFET 关断后，负载电流换至下（上）桥臂的反并联的二极管中，在滞后一个死区时间后，下(上)桥臂的MOSFET 加上开通脉冲等待电流自然过零后从二极管换至同桥臂的MOSFET.由与MOSFET 中的电流是从零开始上升的，因而基本实现了零电流开通，其开关损耗很小。另一方面，MOSFET 关断时电流尚末过零，此时仍存在一定的关断损耗，但是由于MOSFET 关断时间很短，预留的死区不长，并且因死区而必须的功率因数角并不大，所以适当地控制逆变器的工作频率，使之略高于负载电路的谐振频率，就可以使上(下)桥臂的MOSFET 向下(上)桥臂的反并联的二极管换流其瞬间电流也是很小的，即MOSFET 关断和反并联二极管开通是在小电流下发生的，这样也限制了器件的关断损耗。
上述分析可知，串联谐振型逆变器在适当的工作方式下，开关损耗很小因而，可以工作在较高的工作频率下这也是串联谐振型逆变器在半导体高频感应加热电源中受到更多重视的主要原因之一。
2.3 电路的功率调节原理
电源工作在开关频率大于谐振频率状态，负载呈感性，负载电流滞后于输出电压r角。所以在高频条件下输出功率表达式为：

式中的0. 9 是因为矩形波所乘的波形率。从式中可以看出当输入电压一定时，可以通过调节输出电流滞后输出电压的滞后角r 来调节输出功率。而滞后角r 是由谐振参数和开关管工作频率共同决定的。
从上式可以看出当系统工作在谐振频率时cos r =1，即 r 为 0 度，系统输出的功率最大。当开关频率提高时，滞后角r 同时开始增大，输出功率开始下降，从而完成功率调节。
2.4 本课题设计思路及主要设计内容
本课题研究的是一种感应加热电源。系统原理图见图2.4

图2.4 系统原理结构
本文主要设计内容：
(1)给出系统理论模型和主要设计内容。
(2)主回路部分，进一步介绍了整个系统的总体工作过程，分析了主回路的等效模型，通过计算选择主回路元器件参数。
(3)控制系统及实验论证，介绍了控制回路硬件原理和控制模块SG3525A 及其组成方案。
(4)驱动电路部分，给出了IGBT 驱动电路的要求和驱动模块HCPL-316J，及其在本系统的用途，并分析了其短路方法。
(5) 辅助直流稳压电源,对系统设计过程需要的直流供电稳压电源作了具体分析。
(6)硬件调试部分，分析了系统硬件调试需要注意的问题及本系统调试过程中出现的问题。
(7)结论部分，对设计方案进行了综合和总结，并提出了进一步的工作设想，还附带了经过本次毕业设计的心得体会。
3 感应加热电源电路的主回路设计
3.1 主电路的主要设计技术参数
电网供电电压：3 相380V
感应加热电源输出功率：1kW
输出电流频率：20KHz
输出电流值：2A
3.2 感应加热电源电路的主回路结构
主电路结构框图如图3.1 所示：

图3.1 感应加热电源主结构框图
感应加热电源主电路图，如图3.2 所示:

图3.2 感应加热电源的主电路图
如图3.2 所示，它由整流器、滤波器和逆变器组成。整流器采用不可控三相全桥式整流电路。 C d1 、L d 和C d (C1、C2)构成Ⅱ型滤波器。两个电解电容C1，C2 串联以减小单个电容的承受的电压，R2 , R3 起均压作用。R1 为限流电阻，当系统开始上电时，由于电容两端电压为零，故刚开始对电容充电时，电流将很大，加上限流电阻R1 后则就电流不会很大了。当电容两端电压达到一定数值时，交流接触器K1 闭合，将限流电阻短接。系统即可正常工作。
逆变器采用单相变逆变桥，经变压器和串联谐振电路相接。利用轮流驱动单相对角的两组IGBT 工作，把恒定的直流电压变成10 Hz～10 kHz 方波电压输出给负载。
3.2.1 主回路的等效模型
（1）从图3.2 可知，开始工作时，首先给电容C 充电。电路等效为一个一阶RC 零状态响应电路，把整流器理想化为一个直流电压源。如右下图所示，开关S 闭合前电路处于零初始状态，即。在t=0时刻，开关S 闭合，电路接入直流电压源US 。

图3.2a 主回路等效电路1
根据基尔霍夫电压定律（KVL），有

把，代入，得电路微分方程:

求解微分方程得出：

（2） u C 以指数形式趋近于它的最终恒定值U S ，达到该值后，电压和电流不再变化，电容相当于开路，电流为零。
当电解电容C 充满电后，相当一个直流电压源。T1 和T4 导通时，整流后的直流电开始给负载供电，电流的流向T1 —R—L— T4 — T1 ，则主回路等效于一个一阶RL 零状态响应电路。

电路图如右下图:

图3.2b 主回路等效电路2
开关S 接通后，i （0+）=i（0-）=0,电路的微分方程为:

初始条件为i（0+）＝0 时，电流i 的通解为：

式中τ＝L /R 为时间常数。
特解i'=us/R，积分常数

所以，
（3） T1 继续导通，电压源提供的电流为0，此时，电感储存的能量通过T1 和续流二极管D o2 形成回路，等效为一个一阶RL 零输入响应电路。如右下图所示。电路在开关S 动作之前电压和电流已恒定不变，电感中有电流I0=U0/R0=（i0-）。具有初始电流I0的电感L 和电阻R 连接，构成一个闭合回路。在t >0 时，根据KVL，有:

而，，电路的微分方程为

其特征根为

故电流为

电阻和电感上电压分别为：

图3 2 主回路等效电路3

图3.2d 主回路等效电路4
（4）当T1 和T4 关断， T2 和T3 到通时，电感的自感电流比整流电流大，通过二极管D2 、D3 续流，等效为一个RLC 二阶零输入响应电路。如下图所示，为RLC 串联电路，假设电容原已充电，其电压为U0 ，电感中的初始电流为I0 。则t =0 时，开关S 闭合，此电路的放电过程即是二阶电路的零输入响应。在指定的电压、电流参考方向下，根据KVL 可得:

上式以uc（令u c = Aept以方便求解）为未知量的RLC串联电路放电过程的微分方程。求解后，特征方程为

解出特征根为:

根号前有正负两个符号，所以p 有两个值。为了兼顾这两个值，电压u c 可以写成:

其中:

可见，特征根p1 和p2 仅与电路参数和结构有关，而与激励和初始储能无关。
根据给定的两个初始条件结合电压u c 的表达式，可得:

将解得的A1 和A2 代入电压c u 的表达式，可以得到RLC 串联电路零输入响应的表达式：

3.2.2 整流部分电路分析
（1）基本工作原理
为了尽可能减小整流器直流输出电压中的纹波，通常在整流器直流一侧并联容量较大的滤波电容。
本设计采用目前应用最为广泛的三相桥式全控整流电路，其原理图如图3.2 所示，习惯将其中阴极连接在一起的3 个二极管(Dl、D3、D5)称为共阴极组；阳极连接在一起的3 个二极管(D4、D6、D2)称为共阳极组。此外，习惯上希望二极管按从1 至6 的顺序导通，为此将二极管按图示的顺序编号，即共阴极组中与a、b、c 三相电源相接的3 个二极管分别为D1，D3，D5，共阳极组中与a、b、c 三相电源相接的3 个二极管分别为D4、D6、D2；从以下的分析可知，按此编号，二极管的导通顺序为D1—D2—D3—D4—D5—D6。

图3.3 电容滤波的三相桥式不可控整流电路的波形
对共阴极组的3 个二极管，阳极所接交流电压值最高的一个导通。而对共阳极组的3 个二极管，则是阴极所接交流电压值最低(或者说负得最多)的一个导通。这样，任意时刻共阳极组和共阴极组中各有1 个晶闸管处于导通状态，加于负载上的电压为某一线电压。此时电路工作波形如图3.3 所示。
从相电压波形看，以变压器二次侧的中点n 为参考点，共阴极组二极管导通时，整流输出电压Ud1 为相电压在正半周的包络线；共阳极组导通时，整流输出电压Ud2 为相电压在负半周的包络线，总的整流输出电压Ud=Ud1-Ud2，是两条包络线间的差值，将其对应到线电压波形上，即为线电压在正半周的包络线。
直接从线电压波形看，由于共阴极组中处于通态的二极管对应的是最大(正得最多)的相电压，而共阳极组中处于通态的二极管对应的是最小(负得最多)的相电压，输出整流电压Ud 为这两个相电压相减，是线电压中最大的一个，因此输出整流电压U d 波形为线电压在正半周期的包络线。
由图3.2 知,第Ⅰ阶段，a 相电位最高，共阴极组1 D 导通，b 相电位最低，共阳极组D6 导通。电流流通路径为a— D1 —R—L—D6—b,负载上的电压Ud ＝U a－U b ＝U ab ，变压器在a、b 两相工作，共阴极组a 相电流为正，共阳极组的b 相电流为负。
第Ⅱ阶段，a 相电位仍为最高， D1 继续导通，但c 相电位最低，D2 导通，电流从b相换至c 相。D2 因承受反向电压而关断。这时电流流通路径为：a—D1 —R—L—D2—c, 负载上的电压U d ＝ U a － U c ＝Uac
第Ⅲ阶段，b 相电位最高，D3 导通，则共阴极组换相至D3，电流从a 相换至b 相， D1 因为承受反向电压而关断，D2 因为c 相电位仍为最低，而继续导通，电流流通路径为：b--D5--R--L--D2--c,负载上电压U d ＝ U b － U c ＝ U bc 。
以下Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ段依次类推。在Ⅳ段， D3、D4导通， U d ＝ U ba 。以后重复上诉过程。可知二极管导通顺序为D、D6—D1、D2—D2、D3—D3、D4—D4 、D5—D5 、D6—D1、D6。
3.2.3 逆变部分电路分析
(1)全桥逆变电路基本工作原理
电压型全桥逆变电路的原理图己在图3.2 中给出，它共有4 个桥臂，可以看成由两个半桥电路组合而成。把桥臂l 和4 作为一对，桥臂2 和3 作为另一对，成对的两个桥臂同时导通，两对交替各导通180°。
每个桥臂由一个IGBT 和一个反并联二极管组成。在直流侧接有一个足够大的电解电容。负载接在两对桥臀联结点之间。设四个IGBT 有两组的栅极信号在一个周期内各有半周正偏，半周反偏，且二者互补。当负载为感性时，其工作波形如图3.4 所示。输出电压U0 为矩形波，其幅值为Um＝Ud,输出电流i0 波形随负载情况而异。设t2 时刻以前T1,T4 通态，T2,T3 为断态。t2时刻给T1,T4 关断信号，给T2,T3 开通信号，则T1,T4 关断，但由于感性负载中的电流i0 ，不能立即改变方向，于是VD2，VD3 导通续流。当t3 时刻i0 降为零时，VD2，VD3 截止，T2，T3 开通。i0 开始反向。同样，在t4 时刻给T2,T3 关断信号，给Tl,T4 开通信号后，T2,T3 关断，D1,D4 先导通续流，t5 时刻T1,T4 才开通。各段时间内导通器件的名称标于图3.4。

图3.4 单相全桥电压型逆变电路工作波形
当T1、T4 或T2、T3 为通态时，负载电流和电压同方向。直流侧向负载提供能量；而当D1，D4 或D2，D3 为通态时，负载电流和电压反向，负载电感中贮藏的能量向直流侧反馈，即负载电感将其吸收的无功能量反馈回直流侧。反馈回的能量暂时储存在直流侧电容器中，直流侧电容器起着缓冲这种无功能量的作用。因为二极管Dl、D4、D2、D3 是负载向直流侧反馈能量的通道，故称为反馈二极管；又因为Dl、D2、D3、D4 起着使负载电流连续的作用，因此又称续流二极管。
（2）无源功率因数校正
所谓无源功率因数校正，就是通过在电路中加入无源电感L 或加入无源电感L 和无源电容而使整流器输入端电流接近于正弦的方法，这是人们最早采用的方法。
无源功率因数校正由三种比较基本的方法：一种是在整流器与直流滤波电容之间串入无源电感Ld；二是在整流器输入端串入无源LC 串并联槽路；三是利用电容和二极管网络构成填谷方式。
本设计采用的是在整流器与直流滤波电容之间串入无源直流电感Ld 的无源校正电路，在实际应用时，常常有少量改进，如图3.5 所示:

图3.5 无源功率因数校正的电路
这种少量的改进，主要是在整流器与直流电感d L 之间并入一个数值较小的电容d1 C ，使d1 C 、d L 和d C 构成Ⅱ型滤波器，以对输出直流电压有更好的滤波作用，使输出电压的纹波更小。由于d1 C ＜＜ d C ，所以其上的电压还是可以随着输入电压而波动，再则1 d1 .R C 的值也很小，因此对输入电流的畸变没有什么影响，整流二极管的导通角也不会因此而减小。
3.3 系统主回路的元器件参数设定
3.3.1 整流二极管和滤波电路元件选择
（1）整流二极管的选择
①整流输出的电压平均值为：

②电流平均值： 输出电流平均值IR 为

与单相电路情况一样，电容电流平均值C i 为零、因此
Id =IR
在一个电源周期中， d i 有6 个波头，流过每一个二极管的是其中的两个波头，因此二极管电流平均值为d I 的l/3，即
I = d I /3= I R/3
③二极管D 可能承受的最大正向电压为线电压峰值的1/2，即（ 6 U ）/2，即 6×220V/2≈269.5V。
④二极管D 可能承受的最大反向电压为线电压峰值 6U= 6 ×220V≈539V根据工程设计技术经验和工艺要求,整流二极管采用4 个IN4007。IN4007 反向耐压为1000V，封装形式DO-41。
（2）滤波电容的选择
滤波电容器d C 主要起滤波和稳定电压的作用。由于采用三相桥式整流电路，其电压纹波脉动为300Hz，为保证给逆变电路提供稳定的直流电压，滤波电路的时间常数，也即滤波电容器Ca 与直流电源的等效负载电阻Rd 的乘积，必须为纹波中基波的周期时间的6 倍以上，这里取8，即

则:

=27×10-3×2/311.08=0.311=173.58μF
电容电压必须高于2U d = 440（V）。可以选用 220uF/400V 的电解电容 2 只串联。
3.3.2 IGBT 和续流二极管的选择
当三相交流电380V 整流变成直流电时，其有效值大约在311.8V 左右，当IGBT 关断时，续流二极管导通，稳压电源的全部输入电压都加在IGBT 集-射极的两端。因此，开关管的集-射额定电压UCE 必须大于稳压电源的输入电压。
IGBT 受到的最大正向电压为逆变器输入端电压源的电压U d ,考虑到开关时的浪涌电压，取额定电压：
U =1.5×U d =1.5×311.08=466.62 (V)
额定电流：
IM=2×2=2.283(A)
另外，考虑与专用驱动芯片HCPL316J 的兼容性，故选用型号为G80N60，其有关参数如下： 表3.4 G80N系列 的性能参数
开启电压
5V±1V
栅极击穿电压
±20V
集射电压
600V
集电极电流
6A
集射峰值电流ICM
20A
耗散功率
20W
集射截止电流IGES
0.5mA
饱和压降UCE
2.7V
正向跨导GFS
36
输入电容GISS
220μF
下降时间tf
43ns
根据续流二极管的正向额定电流必须等于开关管的最大集电极电流，以及当开关管截止时，输入电压加在续流二极管的两端，因此，续流二极管的耐压值必须大于输入电压。再者，因为开关管的工作频率很高，续流二极管也只是在IGBT 管关断的很短一段时间内工作，因此这种二极管的恢复时间还必须远远小于开关管的工作周期，这样也只有200ns 以下的快速恢复二极管能满足要求。
3.3.3 槽路电容和电感的参数设定
（1） 槽路电容设计
由于此感应加热电源不采用阻抗匹配变压器，因此在设计槽路电容时，主要考虑它与谐振电感的无功能量交换平衡。
感应加热电源直流侧电压为U d ，逆变时在负载上产生正负交变的方波± U d , 经付氏级数展开基波电压有效值为22 U d /π。
取Q=3，因此谐振时槽路电容两端的电压为：
Uc=QU=3×22π×Ud=420.4V
其阻抗为：
Xc=Uc/Ic=420.4/2=210.2Ω
所以
C= 1/ω X c=13.37(nF)
所以可按420.4V、14nF 选配槽路电容
（2）谐振电感和电阻的设计
谐振时有
XL=Xc=210.2Ω
所以
L=XLω=1681.6μf
由 Q=ωLR=45
所以槽路线圈和负载等效电阻 R=ωLQ=0.2Ω
可按420.4V、2A、1182μH 设计加热线圈，负载和线圈等效电阻为0.2Ω左右。
4 控制电路的设计
在中小容量变频电源的设计中，采用自关断器件的脉宽调制系统比非自关断器件的相控系统具有更多的优越性。第一代脉宽调制器SG3525A 应用于交流电机调速、UPS电源以及其他需要PWM 脉冲的领域。其外围电路可对串联谐振式逆变电源进行多功能控制，实现H 桥式IGBT 脉宽调制PWM 信号的生成和逆变电源的保护功能，以及变频电源工作过程中谐振频率的跟踪控制。
控制电路（图4.1）的核心为PWM 控制器SG3525A，用SG3525A 发出的PWM 脉冲，来控制逆变器VT1、VT4 和VT2、VT3 轮流导通，从而控制逆变电压和逆变频率。图4.1 中SG3525A 的6 脚连接电阻R，改变R 的大小，这样就可调控SG3525 输出的PWM 脉冲频率。同时通过调节SG3525 的9 脚电压来改变输出脉宽。

图4.1 控制电路原理图
反馈电路如上图4.1 所示，当电流互感器从负载端感应出交流电流，通过桥式整流器把他转化为直流电，在滑动变阻器PR2 上产生电压。由滑动端输出的信号接到SG3525A 的10 脚上，当脚10 电压大于0. 7V 时，芯片将进行限流操作，当脚10 电压超过1.4V 时，将使PWM 锁存器关断，直至下一个时钟周期才能够恢复。
以下分别独立介绍感应加热电源控制电路各个组成部分的基本原理、功能及参数计算。
4.1 控制芯片SG3525A
设计电路的控制电路是整个电路的主要部分。如何保证系统稳定且可靠工作,又使系统的开发周期短,性价比高,是一个需要综合考虑的问题。目前实际产品应用中有各种典型的控制电路,鉴于对电源和驱动的要求,结合本次毕业设计选择了SG3525A.
4.1.1 芯片管脚及其功能介绍
SG3525 脉宽调制型控制器是美国通用电气公司的产品，作为SG3524 的改进型，更适合于运用MOS 管作为开关器件的DC/DC 变换器，它是采用双级型工艺制作的新型模拟数字混合集成电路，性能优异，所需外围器件较少。它的主要特点是：输出级采用推挽输出，双通道输出，占空比0-50%可调，每一通道的驱动电流最大值可达200mA，灌拉电流峰值可达500mA。

图4.3 SG3525A 的引脚图
INV.INPUT(反相输入端1)：误差放大器的反相输入端，该误差放大器的增益标称值为80db，其大小由反馈或输出负载来决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容元件的组合。该误差放大器共模输入电压范围是1. 5V-5. 2V。此端通常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上。负反馈控制时，将电源输出电压分压后与基准电压相比较。
NI.NPUT（同相输入端2)：此端通常接到基准电压16 脚的分压电阻上，取得2. 5V的基准比较电压与INV. INPUT 端的取样电压相比较。
SYNC(同步端3)：为外同步用。需要多个芯片同步工作时，每个芯片有各自的震荡频率，可以分别他们的4 脚和3 脚相连，这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作频率同步。也可以使单个芯片以外部时钟频率工作。
OSC.OUTPUT(同步输出端4)：同步脉冲输出。作为多个芯片同步工作时使用。但几个芯片的工作频率不能相差太大，同步脉冲频率应比震荡频率低一些。如不需多个芯片同步工作时，3 脚和4 脚悬空。4 脚输出频率为输出脉冲频率的2 倍。输出锯齿波电压范围为0. 6V 到3. 5V。
Cr(震荡电容端5)：震荡电容接至5 脚，另一端直接接至地端。其取值范围为0.001uF 到0. 1 u F。正常工作时，在Cr 两端可以得到一个从0.6V 到3. 5V 变化的锯齿波。
R (震荡电阻端6)：震荡电阻一端接至6 脚，另一端直接接至地端。r R 的阻值决定了内部恒流值对Cr 充电。其取值范围为2K 欧到150K 欧r R 和Cr 越大充电时间越长，反之则充电时间短。
DISCHATGE RD(放电端7)：Cr 的放电由5、7 两端的死区电阻决定。把充电和放电回路分开，有利于通过死区电阻来调节死区时间，使死区时间调节范围更宽。其取值范围为0 欧到500 欧。放电电阻RD 和CT 越大放电时间越长，反之则放电时间短。这样，SG3525A 的振荡频率可由下面的公式进行计算：

SOFTSTATR(软启动8)：比较器的反相端即软启动器控制端8，端8 可外接软启动电容，该电容由内部Vf 的50uA 恒流源充电。
COMPENSATION(补偿端9)：在误差放大器输出端9 脚与误差放大器反相输入端1脚间接电阻与电容，构成PI 调节器，补偿系统的幅频、相频响应特性。补偿端工作电压范围为1. 5V 到5. 2V。
SHUTDOWN(关断端10)：10 端为PWM 锁存器的一个输入端，一般在10 端接入过流检测信号。过流检测信号维持时间长时，软起动端8 接的电容C 被放电。一般用法是将过流脉冲信号送至关闭控制端10 脚，当脚10 电压大于0. 7V 时，芯片将进行限流操作，当脚10 电压超过1.4V 时，将使PWM 锁存器关断，直至下一个时钟周期才能够恢复。
OUTPUTA, OUTPUT B(脉冲输出端11、14)：输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快。11 脚和14 脚相位相差180°，拉电流和灌电流峰值达200mA。由于存在开闭滞后，使输出和吸收间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖脉冲，起持续时间约为l00ns。可以在V C 处接一个约0. lμf 的电容滤去电压尖峰。
GROUND(接地端12)：该芯片上的所有电压都是相对于GROUND 而言，即是功率地也是信号地。在实验电路中，由于接入误差放大器反向输入端的反馈电压也是相对与12 脚而言，所以主回路和控制回路的接地端应相连。
VC(推挽输出电路电压输入端13)：作为推挽输出级的电压源，提高输出级输出功率。可以和15 脚共用一个电源，也可用更高电压的电源。电压范围是4.5V-35V 。
+VIN(芯片电源端15)：直流电源从15 脚引入分为两路：一路作为内部逻辑和模拟电路的工作电压；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生5.1 士1%V 的内部基准电压。如果该脚电压低于门限电压(Turn-off=8V)，该芯片内部电路锁定，停止工作（基准源及必要电路除外)使之消耗的电流降至很小(约2mA)。另外，该脚电压最大不能超过35V，使用中应该用电容直接旁路到GROUND 端。
VREF(基准电压端16)：基准电压端16 脚的电压由内部控制在5. 1 V 土1%。可以分压后作为误差放大器的参考电压。
由于本设计中的输出电流频率为20KHz，所以由频率公式，CT 可取1nf，RT 可用100K 的滑动变阻器来调节频率。RD 可取300 Ω。

4.2 电流互感器
（1）元器件参数选择
①电流互感器：8000A/1A
②整流电路相关参数
四个整流二极管可以选择IN4001,根据工作经验,负载电阻R1取1Ω,由式RC≥(3～5)T/2,T为交流电源的周期,应为1/500Hz,取C=2T/R1=2×0.002ms/1Ω=4 F.
5 驱动电路的设计
驱动电路的作用是将控制电路输出的PWM 脉冲放大到足以驱动IGBT，所以单从原理上讲，驱动电路主要起开关功率放大作用，即脉冲放大作用器。其重要性在于IGBT 的开关特性与驱动电路的性能密切相关。
6 辅助直流稳压电源
采用多电源供电方式，即对数字电路、模拟电路、驱动电路分别供电，这种方案即降低了系统各个模块间的干扰，还保证了电源能为各部分提供足够的工作电流，提高系统的可靠性。
7 硬件调试
调试是指调整与测试。测试是在电路组装完成后，对电路的参数（电压或电流）和工作状态进行测量；调整则是在测试的基础上对电路的某些参数进行修改，使其符合设计性能指标的要求。在进行调试之前，应明确调试目标，知道调试步骤、调测方法和所用仪器等。做到心中有数，只有这样，才能保证调试工作圆满完成。
先将中频感应加热电源整个系统按功能分成三个功能模块，对控制电路、单相桥式IGBT 逆变电路以及反馈回路模块进行安装和调试，在此基础上扩大安装和调试的范围，最后完成整机的安装和调试。
8 结论
通过搜集目前感应加热电源的相关资料，了解感应加热电源的相关制作方法，并通过设计方案的比较，针对设计任务提出了可行方案。在设计方案中，结合SG3525A 功能特点及其控制特性，以SG3525A 作为PWM 控制的核心，HCPL-316J 作为IGBT 的驱动，用串联谐振来设计感应加热电源。根据设计方案，详细地阐述了SG3525A 的控制原理，HCPL-316J 栅极驱动电路，设计了相应的硬件电路，并制作了电路原理样机并进行调试。结果表明，制作的感应加热电源虽然没有做反馈部分，受系统稳定性的影响，给调试带来了很大的阻碍，所设计的电路能完成基本的测试功能。
虽然做了以上几方面工作，但由于时间和实验条件的限制等原因， 电路在设计中未采取保护措施，系统设计时余量留得较大。实验线路的调功方式采用限压(限流)单闭环控制方式，不能克服电网波动和负载扰动的影响。为使系统动态响应速度快、超调量小、稳定性好、应采用功率电流流双闭环PI 控制方式。因此系统控制部分还有许多问题并未具体实现。
虽然如此，但是在此次课设中我学到了很多！在课设写作中，得到了同学，老师的热忱帮助，在此向他们由衷的感谢。

参考文献
[1] 王聪. 软开关功率变换器及其应用[M].北京：科学出版社，2000.1
[2] 刘胜利. 现代高频开关电源实用技术[M].北京：电子工业出版社，2001.
[3] 林渭勋. 现代电力电子电路[M].杭州：浙江大学出版社，2002.
[4] 刘凤君.逆变器用整流电源[M].北京：机械工业出版社，2003.10
[5] 王华.80KHz 大功率串联谐振感应加热电源的研究[D].西安：西安理工大学，2004.
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