数字通信原理与技术(王兴亮)第-4-章--数字信号的基带传输.ppt

单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,第 4 章 数字信号的基带传输,第 4 章 数字信号的基带传输,4.1 数字基带信号,4.2 数字基带传输系统,4.3 无码间串扰的基带传输系统,4.4 眼图,4.5 时域均衡原理,4.6 部分响应技术,4.1,数字基带信号,4.1.1,数字基带信号的常用码型,传输码型的选择，主要考虑以下几点：,(1),码型中低频、高频分量尽量少；,(2),码型中应包含定时信息，以便定时提取；,(3),码型变换设备要简单可靠；,(4),码型具有一定检错能力，若传输码型有一定的规律性，则就可根据这一规律性来检测传输质量，以便做到自动监测,(5),编码方案对发送消息类型不应有任何限制，适合于所有的二进制信号。这种与信源的统计特性无关的特性称为对信源具有透明性；,(6),低误码增殖；,(7),高的编码效率。,图,4 1,数字基带信号码型,单极性,(NRZ),码；,(b),双极性,(NRZ),码；,(c),单极性,(RZ),码；,(d),双极性,(RZ),码；,(e),差分码；,(f),交替极性码,(AMI),；,(g),三阶高密度双极性码,(HDB,3,),；,(h),分相码；,(,i,),信号反转码,(C,MI),1.,单极性不归零,(NRZ),码,(1),发送能量大，有利于提高接收端信噪比；,(2),在信道上占用频带较窄；,(3),有直流分量，将导致信号的失真与畸变；且由于直流分量的存在，无法使用一些交流耦合的线路和设备；,(4),不能直接提取位同步信息；,(5),接收单极性,NRZ,码的判决电平应取“,1”,码电平的一半。,2.,双极性不归零,(NRZ),码,(1),从统计平均角度来看，“,1”,和“,0”,数目各占一半时无直流分量，但当“,1”,和“,0”,出现概率不相等时，仍有直流成份；,(2),接收端判决门限为,0,，容易设置并且稳定，因此抗干扰能力强；,(3),可以在电缆等无接地线上传输。,3.,单极性归零,(RZ),码,如图,4-1(c),所示。在传送“,1”,码时发送,1,个宽度小于码元持续时间的归零脉冲；在传送“,0”,码时不发送脉冲。其特征是所用脉冲宽度比码元宽度窄，即还没有到一个码元终止时刻就回到零值，因此，称其为单极性归零码。脉冲宽度,与码元宽度,T,b,之比,/,T,b,叫占空比。单极性,RZ,码与单极性,NRZ,码比较，除仍具有单极性码的一般缺点外，主要优点是可以直接提取同步信号。此优点虽不意味着单极性归零码能广泛应用到信道上传输，但它却是其它码型提取同步信号需采用的一个过渡码型。即它是适合信道,传输的，但不能直接提取同步信号的码型，可先变为单极性归零码，再提取同步信号。,4.,双极性归零,(RZ),码,5.,差分码,6.,交替极性码,(AMI),(1),在“,1”,、“,0”,码不等概率情况下，也无直流成分，且零频附近低频分量小。因此，对具有变压器或其它交流耦合的传输信道来说，不易受隔直特性影响。,(2),若接收端收到的码元极性与发送端完全相反，也能正确判决。,(3),只要进行全波整流就可以变为单极性码。,7.,三阶高密度双极性码,(HDB,3,),当信,码序列中加入破坏脉冲以后，信码,B,和破坏脉冲,V,的正负必须满足如下两个条件：,(1)B,码和,V,码各自都应始终保持极性交替变化的规律，以便确保编好的码中没有直流成分。,(2)V,码必须与前一个码,(,信码,B),同极性，以便和正常的,AMI,码区分开来。如果这个条件得不到满足，那么应该在四个连“,0”,码的第一个“,0”,码位置上加一个与,V,码同极性的补信码，用符号,B,表示。此时,B,码和,B,码合起来保持条件,(1),中信码极性交替变换的规律。,8.,分相码,9.,传号反转码,(CMI),10.,多进制码,图,4 2,四进制代码波形,4.1.2,数字基带信号功率谱,假设随机脉冲序列为,从(4-,3),式我们可以得出如下结论：,若,假设,g,1,(t)=0,g,2,(,t,),为门函数，且,p,=1/2,则功率谱密度为,只有连续谱和直流分量。同理，当,P=1/2,时，图4-,1(,b,),双极性信号的谱密度为,单极性归零码谱密度,双极性归零码谱密度,根据信号功率的90%来定义带宽,B，,则有,利用数值积分，由上式可求得双极性归零信号和单极性归零信号的带宽近似为,4.1.3,码型变换的基本方法,1.,码表存储法,图,4 3,码表存储法方框图,2.,布线逻辑法,图,4 4,布线逻辑法方,框图,图,4-5CMI,编,/,译码器及各点波形,(,a,)CMI,码编码器电路；,(,b,)CMI,码译码器电路；,(,c,),各点波形,3.,单片,HDB,3,编译码器,近年来出现的,HDB,3,编码器采用了,CMOS,型大规模集成电路,CD22103,，,该器件可同时实现,HDB,3,编、译码，误码检测及,AIS,码检出等功能。主要特点有：,编、译码规则符合,CCITT G.703,建议，工作速率为,50 kb/s10 Mb/s,；,有,HDB3,和,AMI,编、译码选择功能；,接收部分具有误码检测和,AIS,信号检测功能；,所有输入、输出接口都与,TTL,兼容；,具有内部自环测试能力。,图 4-,6,CD22103,引脚及内部框图,图 4,7,实用,HDB,3,编/译码电路,4.,缓存插入法,图,4 8,缓存插入法框图,4.2,数字基带传输系统,4.2.1,数字基带系统的基本组成,图,4 9,数字基带传输系统方框图,图 4,10,基带传输系统各点的波形,4,11,码间串,扰示意图,4.2.2,基带传输系统的数学分析,图,4 12,基带传输系统简化图,假定输入基带信号的基本脉冲为单位冲击,(,t,),，,这样发送滤波器的,输入信号可以表示为,其中,a,k,是第,k,个码元，对于二进制数字信号，,a,k,的取值为0、1(单极性信号)或-1、+,1(双极性信号)。由图4-,12,可以得到,式中,h,(,t,),是,H,(,),的傅氏反变换，是系统的冲击响应，可表示为,n,R,(,t,),是加性噪声,n,(,t,),通过接收滤波器后所产生的输出噪声。,抽样判决器对,y,(,t,),进行抽样判决，以确定所传输的数字信息序列,a,k,。,为了判定其中第,j,个码元,a,j,的值，应在,t,=,jT,b,+,t,0,瞬间对,y,(,t,),抽样，这里,t,0,是传输时延，通常,取决于系统的传输函数,H,(,)。,显然，此抽样值为,4.2.3,码间串扰的消除,图,4 13,理想的传输波形,4.3,无码间串扰的基带传输系统,(1),基带信号经过传输后在抽样点上无码间串扰，也即瞬时抽样值应满足：,令,k,=,j,-,k,，,并考虑到,k,也为整数，可用,k,表示，,(2),h,(,t,),尾部衰减快。,从理论上讲，以上两条可以通过合理地选择信号的波形和信道的特性达到。下面从研究理想基带传输系统出发，得出奈奎斯特第一定理及无码间串扰传输的频域特性,H,(,),满足的条,件。,4.3.1,理想基带传输系统,理想基带传输系统的传输特性具有理想低通特性，其传输函数为,如图,4-14(,a,),所示，其带宽,B,=(,b,/2)/2=,f,b,/2(Hz),，,对,其进行傅氏反变换得,图,4 14,理想基带传输系统的,H,(,),和,h,(,t,),如果信号经传输后整个波形发生变化，但只要其特定点的抽样值保持不变，那么用再次抽样的方法(这在抽样判决电路中完成)，仍然可以准确无误地恢复原始信码，这就是奈奎斯特第一准则(又称为第一无失真条件)的本质。在图4-,14,所表示的理想基,带传输系统中，各码元之间的间隔,T,b,=1/(2B),称为奈奎斯特间隔，码元的传输速率,R,B,=1/,T,b,=2,B,。,所谓频带利用率是指码元速率,R,B,和带宽,B,的比值，,即单位频带所能传输的码元速率，其表示式为,图 4-15,H,(,),的分割,4.3.2,无码间串扰的等效特性,由于,h,(,t,),是必须收敛的，求和与求积可互换，得,4.3.3,升余弦滚降传输特性,升余弦滚降传输特性,H,(,),可表示为,H,(,),是对截止频率,b,的理想低通特性,H,0,(,),按,H,(,),的滚降特性进行“圆滑”得到的，,H,1,(,),对于,b,具有奇对称的幅度特性，其上、下截止角频率分别为,b,+,1,、,b,-,1,。,它的选取可根据需要选择,，升余弦滚降传输特性,H,1,(,),采用余弦函数，此时,H,(,),为,显然，它满足(4-19)式，故一定在码元传输速率为,f,b,=1/,T,b,时无码间,串扰。它所对应的冲击响应为,图,4-16,升余弦滚降传输特性,图,4-17,不同,值的频谱与波形,(1)当,=0，,无“滚降”，即为理想基带传输系统，“尾巴”按1/,t,的规律衰减。当,0，,即采用升余弦滚降时，对应的,h(t,),仍旧保持,t,=,T,b,开始，向右和向左每隔,T,b,出现一个零点的特点，满足抽样瞬间无码间串扰的条件，但式(4-23)中第二个因子对波形的衰减速度是有影响的。在,t,足够大时，由于分子值只能在+1和-1间变化，而在分母中的1与(2,t,/,T,b,),2,比较可忽略。因此，总体来说，波形的“尾巴”在,t,足够大时，将按1/,t,3,的规律衰减，比理想低通的波形小得多。此时，衰减的快慢还与,有关，,越大，衰减越快，码间串扰越小，错误,判决的可能性越小。,(2)输出信号频谱所占据的带宽,B,=(1+,),f,b,/2，,当,=0,时，,B,=,f,b,/2，,频带利用率为2,Baud/Hz，,=1,时，,B,=,f,b,，,频带利用率为1,Baud/Hz；,一般,=01,时，,B,=,f,b,/2,f,b,，,频带利用率为21,Baud/Hz。,可以看出,越大，“尾部”衰减越快，但带宽越宽，频带利用率越低。因此，用滚降特性来改善理想,低通，实质上是以牺牲频带利用率为代价换取的。,(3)当,=1,时，有,4.3.4,无码间串扰时噪声对传输性能的影响,1.,误码率,P,e,的两种表示方式,2.,P,e,与,关系曲线,图 4-18,P,e,与,曲线,图,4-18,给出了单、双极性,P,e,的关系曲线，从图中可以得出以下几个结论,：,(1),在信噪比,相同条件下，双极性误码率比单极性低，抗干扰性能好。,(2),在误码率相同条件下，单极性信号需要的信噪功率比要比双极性高,3dB,。,(3),P,e,曲线总的趋势是,，,P,e,，,但当,达到一定值后，,，,P,e,将大大降低。,3.,P,e,与码元速率,R,b,的关系,从,P,e,的关系式中无法直接看出,P,e,与,R,b,的关系，但,，,B,与,f,b,有关，且成正比，因此当,R,b,时，,B,，,，,P,e,。,这就是说，码元速率,R,b,(,有效性指标,),和误码率,P,e,(,可靠性指标,),是相互矛盾的,。,4.4 眼 图,图 4-19 基带信号波形及眼图,图 4-20 眼图照片,图,4-21,眼图的模型,(1),最佳抽样时刻应选择在眼图中眼睛张开的最大处。,(2),对定时误差的灵敏度，由斜边斜率决定，斜率越大，对定时误差就越灵敏。,(3),在抽样时刻上，眼图上下两分支的垂直宽度，都表示了最大信号畸变。,(4),在抽样时刻上，上、下两分支离门限最近的一根线迹至门限的距离表示各自相应电平的噪声容限，噪声瞬时值超过它就可能发生判决差错。,(5),对于信号过零点取平均来得到定时信息的接收系统，眼图倾斜分支与横轴相交的区域的大小，表示零点位置的变动范围，这个变动范围的大小对提取定时信息有重要影,响。,4.5,时域均衡原理,图,4-22,时域均衡基本波形,图 4-23 横向滤波器方框图,图,4-24,横向滤波器工作原理,x,(,t,),经过延迟后，在,q,点和,r,点分别得到,x,(,t,-,T,),和,x,(,t,-2,T,)，,如图4-29(,c,),和(,d,),所示,。若此滤波器的三个抽头增益调制为,则调整后的三路波形如图4-24(,e),中虚线所示。三者相加得到最后输出,h,(,t,)。,其最,大值,h,0,出现时刻比,x,(,t,),的最大值滞后,T,秒，此输出波形在各抽样点上的值等于,4.6,部分响应技术,1.,部分响应波形,图,4-25,g,(,t,),及其频谱,式中，,W,为奈奎斯特频率间隔，即,W,=1/(2,T,b,)。,不难求出,g,(,t,),的频谱函数,G,(,),为,当,t,=0、,T,b,/2、,kT,b,/2(,k,=3、5),时，,图 4-26 码间发生干扰示意图,2.,差错传播,设输入二进制码元序列,a,k,，,并设,a,k,在抽样点上取值为,+1,和,-1,。当发送,a,k,时，接,收波形,g(t,),在抽样时刻取值为,c,k,，,则,表,4-1,c,k,的取值,3.,部分响应基带传输系统的相关编码和预编码,为了消除差错传播现象，通常将绝对码变换为相对码，而后再进行部分响应编码。也就,是说，将,a,k,先变为,b,k,，,其规则为,把,b,k,送给发送滤波器形成前述的部分响应波形,g,(,t,),。,然后对,c,k,进行模2处理，便可直接得到,a,k,，,即,上述整个过程不需要预先知道,a,k,-1,，,故不存在错误传播现象。通常，把,a,k,变成,b,k,的过程叫做“预编码”，而把,c,k,=,b,k,+,b,k,-1,(,或,c,k,=,a,k,+,a,k,-1,),关系称,为相关编码。,图 4-27 部分响应系统框图,4.,部分响应波形的一般表示式,与前述相似，为了避免“差错传播”现象，可在发端进行编码,